為了優(yōu)化性能，高亮LED需用電流源而非電壓源來驅(qū)動(dòng)。本文我們將了解一種恒流LED驅(qū)動(dòng)方案，它可以用于驅(qū)動(dòng)一條串聯(lián)的LED串。

為了驅(qū)動(dòng)LED串，我們采用改進(jìn)后的降壓-增壓轉(zhuǎn)換器電源拓?fù)?，將LED串置于DC-DC轉(zhuǎn)換器輸出端和輸入電壓源之間。運(yùn)用這種連接方式，可以為L(zhǎng)ED串提供低于或高于輸入的驅(qū)動(dòng)電壓。

雖然LED串兩端的電壓存在降壓-增壓轉(zhuǎn)換器提供的直流增益，但其輸入電流是非脈動(dòng)方式，這不同于典型的降壓-增壓轉(zhuǎn)換器的脈動(dòng)輸入電流，非脈動(dòng)電流有效降低了EMI。本文所討論的PWM控制器采用平均電流控制模式。

圖1所示LED驅(qū)動(dòng)器有如下直流特性：

(1)

由于

，

此處D為占空比

(2)

在平均電流控制模式下，輸入電流由輸入電壓返回環(huán)路的檢流電阻檢測(cè)(圖2)。該電壓送入電流誤差放大器(CEA)的反相輸入端。放大器的同相輸入端連至電流控制電壓。誤差信號(hào)經(jīng)過放大器放大后，驅(qū)動(dòng)PWM比較器的輸入端，與開關(guān)頻率的斜坡信號(hào)進(jìn)行比較。電流環(huán)路的增益帶寬特性可通過CEA附近的補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)進(jìn)行優(yōu)化。

電流環(huán)路補(bǔ)償設(shè)計(jì)

業(yè)內(nèi)已經(jīng)有多種集成驅(qū)動(dòng)方案，為了幫助用戶選擇方案，我們對(duì)MAX16818集成控制系統(tǒng)進(jìn)行了檢驗(yàn)。這個(gè)平均電流模式控制器利用跨導(dǎo)放大器(transcONductance amplifier)放大電流誤差信號(hào)。檢流電阻兩端的電壓由內(nèi)部放大器放大34.5倍，電流誤差放大器的跨導(dǎo)是550 uS，鋸齒波信號(hào)峰值為2V。該電路中，輸入電流在返回通路上由電阻Rs檢測(cè)(圖3)。

圖3：利用MAX16818(內(nèi)部電流環(huán)路)構(gòu)建的高亮LED驅(qū)動(dòng)器。

電流檢測(cè)電阻值由平均電流極限設(shè)置，LED支路的最大電壓為：

此處n是LED的數(shù)目，Vfm(If)是LED在滿負(fù)荷電流If下的最大壓降。

最大輸入功率為Pmax = VLED(max) ×IfVLED(max) ×I f，效率為η。因而，最大輸入電流為：

(1)

最小平均電流閥值為24mV，因而，電流檢測(cè)電阻值為：

(2)

為了避免控制器的PWM比較器輸出自激，比較器反相輸入信號(hào)的斜率應(yīng)小于同相輸入的鋸齒波斜率。鋸齒波斜率為Vs×fs，電流誤差放大器的增益為GCA。

(3)

式中，gm是CEA跨導(dǎo)，放大器輸出為PWM比較器的反相輸入。PWM比較器的同相輸入是鋸齒波，峰值為Vs、開關(guān)頻率為fs。這是電流誤差放大器從Rs檢流電壓到放大器輸出在高頻端的交流增益，頻率低于補(bǔ)償電容Cp產(chǎn)生的極點(diǎn)。這是PWM比較器敏感頻點(diǎn)處的增益。

電流誤差放大器的最大增益GCA由下式(4)決定：

(4)

VLED(max)/L是輸入電流的下降斜率。

從等式(4)我們可以得出Rc的最大值為：

(5)

由RcCc決定的零點(diǎn)頻率要低于電流環(huán)路的交越頻率fc(crossover frequency)，且要留有足夠的相位余量，這是確定Cc值的標(biāo)準(zhǔn)。LED驅(qū)動(dòng)器功率電路的小信號(hào)等效模型由下面推導(dǎo)的公式表示。

升壓調(diào)節(jié)器電流環(huán)路的小信號(hào)控制到輸出增益，即從CEA輸出vca到Rs電壓vRs的表達(dá)式為：

(6)

式中：Rs為電流檢測(cè)電阻，L為輸入電感值

Il是電感的直流電流