通過與客戶溝通，我們開發(fā)出一種更簡單的雙刀單擲(DPST)開關(guān)，只需把旁路路徑與輸入和輸出端口連接或斷開。由于不再對LNA通路進行切換控制，為利用未偏置FET的本有隔絕特性，在旁路模式時必須關(guān)閉LNA電源(Vdd)。這種方法降低了旁路通路的回波損耗性能，因為該通路具有未偏置FET并聯(lián)的有限柵極和漏極阻抗。

　　在正常工作中，PIN二極管電源關(guān)閉(VSW=0V)，而LNA電源仍恢復至3V。但這些零偏置PIN二極管受到寄生電容的影響，因此LNA的增益與回波損耗性能因旁路路徑與輸入和輸出端口的不完全隔離而受損。

　　在LNA/開關(guān)內(nèi)，電感L1和L2是鐵氧體磁珠，它們在MMIC和二極管偏置網(wǎng)絡的整個范圍內(nèi)呈現(xiàn)出高阻抗。沒有L1作為扼流圈，輸入信號的一部分將通過與電阻R3并聯(lián)的寄生電容旁路到地。在沒有L1的原型板上進行的測量表明，該電感可防止LNA噪聲指標的惡化。電容C3、C4和C5將射頻信號從直流電源中解耦出來，它們的容抗值都不大(在最低工作頻率下的Xc為5Ω)。電容C1和C2在MMIC的輸入和輸出端起隔直作用。特意選擇C2為一個較小值，以產(chǎn)生高通響應，從而補償MMIC在高頻下固有的增益滾降特性。電阻R1和R2控制MMIC的電流，它們使得當Vdd=3V時，電流為30mA。在VSW=3V時，電阻R3、R4和R5將PIN二極管的正向偏置限制在約為2.5mA。

　　只用一個PIN二極管可進一步簡化該電路，但這樣做沒有任何好處，因為SOT-23或SOT-323表面貼的二極管對和單個二極管的占位空間是一樣的，而價格上的差別可忽略不計。

　　為*估LNA/開關(guān)的性能，在以前為非旁路LNA應用設計的電路板上搭建了一個原型。該PCB由Rogers公司的RO4350B層壓材料組成，當頻率為10GHz是，z方向的介電常數(shù)是3.48。將該PIN二極管與其相關(guān)的偏置元件直接焊在早先就存在于PCB上的元器件的引腳/焊盤上。兩個1N5719 軸向玻璃二極管被用作D1的開關(guān)元件。在后來的PCB布局中，將用SOT封裝的PIN二極管對(HSMP-3893/E型)取代這些二極管。

　　在我們關(guān)注的頻率范圍內(nèi)，該LNA的中位數(shù)增益為19.8dB±1.3dB。借助隔直電容C2的高通響應,對頻率低于200MHz信號進行適度衰減，保證了頻率響應的平坦。高頻端增益的滾降與MMIC的特點一致，且可能源自于未偏置PIN二極管的寄生電容的負反饋。

　　在旁路模式，在整個頻譜范圍內(nèi)，電路具有3.8到4.5dB的衰減。該模式下的損耗主要來自PIN二極管的寄生串聯(lián)電感。PCB的耗散、FET的FET終端阻抗以及電阻R4的寄生并聯(lián)電容對旁路模式的損耗有一些影響。不過，旁路模式損耗被很好地控制在客戶規(guī)范限定的-5dB水平內(nèi)，所以目前在試圖進一步降低旁路損耗。

　　當在特定頻率范圍內(nèi)對旁通模式進行*估時，輸入和輸出回波損耗表現(xiàn)一貫良好(低于17dB)。無偏置FET的柵極和漏極與開環(huán)電路的近似程度是影響回波損耗的主要因素。當LNA工作時，返回損耗性能并沒有這樣好，此時在最低頻率下的最壞情況是輸出返回損耗等于7dB。低于70MHz頻率時，差的輸出回波損耗表現(xiàn)是由小數(shù)值電容C2引起的，它是對更好頻率響應的一種折衷。

　　若沒有L1，則無法滿足目標噪聲規(guī)范(不高于1.3dB)。通過曲線對比，可以推測R3的寄生電容對信號損耗有0.3~0.6dB的影響，從而將噪聲同樣增加了0.3~0.6dB。若使用L1，帶內(nèi)噪聲指標會有更多變化(從0.2dB上升到0.5dB)，但這并不重要。這些變化可能來自于隨頻率增加、鐵氧體磁珠越來越弱的扼流能力，特別是對從根據(jù)制造商提供的性能圖表推測出的約100MHz以上的自諧振頻率(SRF)來說更是如此。

　　在移動電視頻帶范圍內(nèi)，采用-20dBm的雙音輸入功率水平將該LNA的輸出三階交調(diào)截取點(OIP3)作為若干均勻分布的頻點實施了測量。通過減去從OIP3數(shù)據(jù)測得的增益，對IIP3進行了計算。OIP3不低于30.3dBm，在頻帶內(nèi)的最大增益變異是0.8dB線性比數(shù)據(jù)表上的標稱值(20dBm)有10dB的改善，該改進可歸功于設計采用的更高Ids。

　　該LNA/開關(guān)設計滿足了其目標規(guī)范且顯示出具有巨大的改進潛能。例如，可通過用SRF更高的鐵氧體磁珠電感替代目前所用的產(chǎn)品來改善噪聲性能。