只用一個PIN二極管可進(jìn)一步簡化該電路，但這樣做沒有任何好處，因為SOT-23或SOT-323表面貼的二極管對和單個二極管的占位空間是一樣的，而價格上的差別可忽略不計。

　　為*估LNA/開關(guān)的性能，在以前為非旁路LNA應(yīng)用設(shè)計的電路板上搭建了一個原型。該PCB由Rogers公司的RO4350B層壓材料組成，當(dāng)頻率為10GHz是，z方向的介電常數(shù)是3.48。將該PIN二極管與其相關(guān)的偏置元件直接焊在早先就存在于PCB上的元器件的引腳/焊盤上。兩個1N5719 軸向玻璃二極管被用作D1的開關(guān)元件。在后來的PCB布局中，將用SOT封裝的PIN二極管對(HSMP-3893/E型)取代這些二極管。

　　在我們關(guān)注的頻率范圍內(nèi)，該LNA的中位數(shù)增益為19.8dB±1.3dB(圖6(a))。借助隔直電容C2的高通響應(yīng),對頻率低于200MHz信號進(jìn)行適度衰減，保證了頻率響應(yīng)的平坦。高頻端增益的滾降與MMIC的特點一致，且可能源自于未偏置PIN二極管的寄生電容的負(fù)反饋。

　　在旁路模式，在整個頻譜范圍內(nèi)，電路具有3.8到4.5dB的衰減(圖6(a))。該模式下的損耗主要來自PIN二極管的寄生串聯(lián)電感。PCB的耗散、FET的FET終端阻抗以及電阻R4的寄生并聯(lián)電容對旁路模式的損耗有一些影響。不過，旁路模式損耗被很好地控制在客戶規(guī)范限定的-5dB水平內(nèi)，所以目前在試圖進(jìn)一步降低旁路損耗。

　　當(dāng)在特定頻率范圍內(nèi)對旁通模式進(jìn)行*估時，輸入和輸出回波損耗表現(xiàn)一貫良好(低于17dB)。無偏置FET的柵極和漏極與開環(huán)電路的近似程度是影響回波損耗的主要因素。當(dāng)LNA工作時，返回?fù)p耗性能并沒有這樣好，此時在最低頻率下的最壞情況是輸出返回?fù)p耗等于7dB。低于70MHz頻率時，差的輸出回波損耗表現(xiàn)是由小數(shù)值電容C2引起的，它是對更好頻率響應(yīng)的一種折衷。

　　圖7(a)比較了帶或不帶鐵氧體磁珠電感L1的LNA噪聲指標(biāo)。若沒有L1，則無法滿足目標(biāo)噪聲規(guī)范(不高于1.3dB)。通過曲線對比，可以推測R3的寄生電容對信號損耗有0.3~0.6dB的影響，從而將噪聲同樣增加了0.3~0.6dB。若使用L1，帶內(nèi)噪聲指標(biāo)會有更多變化(從0.2dB上升到0.5dB)，但這并不重要。這些變化可能來自于隨頻率增加、鐵氧體磁珠越來越弱的扼流能力，特別是對從根據(jù)制造商提供的性能圖表推測出的約100MHz以上的自諧振頻率(SRF)來說更是如此。

　　在移動電視頻帶范圍內(nèi)，采用-20dBm的雙音輸入功率水平將該LNA的輸出三階交調(diào)截取點(OIP3)作為若干均勻分布的頻點實施了測量。通過減去從OIP3數(shù)據(jù)測得的增益，對IIP3進(jìn)行了計算。OIP3不低于30.3dBm，在頻帶內(nèi)的最大增益變異是0.8dB(圖7(b))。線性比數(shù)據(jù)表上的標(biāo)稱值(20dBm)有10dB的改善，該改進(jìn)可歸功于設(shè)計采用的更高Ids。

　　該LNA/開關(guān)設(shè)計滿足了其目標(biāo)規(guī)范且顯示出具有巨大的改進(jìn)潛能。例如，可通過用SRF更高的鐵氧體磁珠電感替代目前所用的產(chǎn)品來改善噪聲性能。