由以上公式推理可得iLa和iLb的波形如圖5所示。由于電流的連續(xù)模式，a相電感放電階段不會(huì)回零，且變化斜率由相電壓幅值決定，如式(1)、式(3)所示。由于單相電路等效為Boost電路，當(dāng)電路運(yùn)行在CCM模式，占空比計(jì)算如式(5)所示：

式中：Uo1是上半橋的輸出電壓。
第2階段[π／3～2π／3]，正相電流只有a相，所以開關(guān)的通斷只會(huì)引起iLa的變化。
第3階段[2π／3～5π／6]，a相和b相電壓為正，開關(guān)的通斷會(huì)引起iLa，iLb的變化。電路分析過程均和第一階段類似。通過上面的分析可知。在[π／6～5π／6]控制a相的電流跟隨其最大相電壓，既可以使a相的電流得到最大的補(bǔ)償，又可以使相鄰相的電流得到一定補(bǔ)償。這種控制方法簡單，可行性高，但由于電路處于部分解耦狀態(tài)，在第l(或3)階段無法對c(或b)相進(jìn)行獨(dú)立控制，補(bǔ)償效果并不理想，如何優(yōu)化控制以減小c(或b)電流諧波仍有待解決。

2 CCM模式下的控制和仿真
2．1 控制分析
按電感電流是否連續(xù)，APFC電路的工作模式可以分為連續(xù)導(dǎo)電模式(CCM)、斷續(xù)導(dǎo)電模式(DCM)和介于兩者之間的臨界斷續(xù)導(dǎo)電模式(DCM boundary)。該電路可以工作在DCM和CCM模式下。工作在DCM模式下，THD仍然較大。本文使用平均電流控制技術(shù)，由于平均電流控制電路具有體積小，重量輕，系統(tǒng)噪聲小，穩(wěn)定性高等優(yōu)點(diǎn)，因而得到了廣泛的應(yīng)用?？偪刂瓶驁D如圖6所示。

結(jié)合第1節(jié)的分析，它的基本控制原理是：采用雙閉環(huán)控制策略，即電壓外環(huán)和電流內(nèi)環(huán)相結(jié)合。電壓外環(huán)的任務(wù)是采樣輸出電壓和給定比較，差值經(jīng)過PI調(diào)節(jié)和三相交流電壓的最大(最小)值相乘作為相位給定，再取樣實(shí)際輸入的三相電流的最大(最小)值，兩者的差值和三角載波比較產(chǎn)生驅(qū)動(dòng)信號，驅(qū)動(dòng)MOS管。上、下橋臂的MOS管完全獨(dú)立，互不影響。這樣控制的好處是：在最大程度上(2π／3的區(qū)間里)對每相進(jìn)行最優(yōu)控制，控制算法簡單，采用數(shù)字化的控制方法，成本低。性價(jià)比高。實(shí)際的校正過程是(以正半橋?yàn)槔?：當(dāng)輸出大于400 V，誤差為正，經(jīng)過PI調(diào)節(jié)，誤差被正向放大，經(jīng)乘法器得到與輸入電壓同相位的單位正弦電流也相應(yīng)增大，與實(shí)際電流的差值增加，使PWM的占空比增大，輸出電壓減小。