摘要：在雙環(huán)控制中，為了獲得更好的控制效果，逆變器要實(shí)現(xiàn)狀態(tài)反饋解耦。文章在狀態(tài)反饋解耦的基礎(chǔ)上，首先建立了SPWM 數(shù)學(xué)模型，接著對(duì)提出的兩種控制方案進(jìn)行了比較，通過(guò)分析指令傳函的動(dòng)態(tài)跟蹤性能和擾動(dòng)傳函的擾動(dòng)抑制能力，選擇了負(fù)載電流解耦的電感電流反饋，它是控制效果較好的一種方案，最后對(duì)所選的控制方案進(jìn)行了系統(tǒng)仿真，結(jié)果表明輸出電壓波形質(zhì)量高，動(dòng)態(tài)響應(yīng)好，擾動(dòng)抑制能力強(qiáng)。

　　0 引 言

　　目前，電壓外環(huán)電流內(nèi)環(huán)的雙環(huán)控制方案是高性能逆變的發(fā)展方向之一。雙環(huán)控制方案的電流內(nèi)環(huán)擴(kuò)大逆變器控制系統(tǒng)的帶寬，使得逆變器動(dòng)態(tài)響應(yīng)加快，非線性負(fù)載適應(yīng)能力加強(qiáng)，輸出電壓的諧波含量減小。

　　由于考慮到濾波電感等效電阻的壓降作用和電壓外環(huán)對(duì)電流內(nèi)環(huán)的緩慢擾動(dòng)作用，為要實(shí)現(xiàn)更好的控制效果，必須對(duì)控制對(duì)象實(shí)現(xiàn)狀態(tài)反饋解耦，消除輸出電壓產(chǎn)生的交叉反饋?zhàn)饔谩１疚脑跔顟B(tài)反饋解耦的基礎(chǔ)上，建立了SPWM 的仿真模型，并在此基礎(chǔ)上進(jìn)行了仿真。仿真過(guò)程考慮了死區(qū)效應(yīng)和器件的損耗，因此是較為精確的模型。

　　1 單相電壓型逆變器的數(shù)學(xué)模型

　　為方便控制器的設(shè)計(jì)，首先建立單相SPWM(sinusoidalpulse wIDTh modulatiON)逆變器合理的數(shù)學(xué)模型。

　　圖1 中E 為直流母線電壓，ui為逆變器輸出電壓，uc為電容兩端電壓，iL為流過(guò)輸出濾波電感L 的電流，io代表負(fù)載電流。濾波電感L 與濾波電容C 構(gòu)成低通濾波器。r 為包括線路電阻、死區(qū)效應(yīng)、開(kāi)關(guān)管導(dǎo)通壓降、線路電阻等逆變器中各種阻尼因素的綜合等效電阻。電壓ui可以取三個(gè)值:E，0或-E，因此，電壓ui是幅值為+E 或-E 的電壓脈沖序列。

　　由于逆變器電路中各個(gè)功率開(kāi)關(guān)器件都工作在開(kāi)關(guān)狀態(tài)，因此是一個(gè)線性和非線性相結(jié)合的狀態(tài)，分析時(shí)有一定的難度。可假設(shè)直流母線電壓源E 的幅值恒定，功率開(kāi)關(guān)為理想器件，并且逆變器輸出的基波頻率、LC 濾波器的諧振頻率與開(kāi)關(guān)頻率相比足夠的低，其截止頻率通常選擇在開(kāi)關(guān)頻率的1/10 ～1/5 左右，則逆變器可以簡(jiǎn)化為一個(gè)恒定增益的放大器，從而可以采用狀態(tài)空間平均法得到逆變器的線性化模型，單相電壓型SPWM 逆變器的等效電路如圖1 所示。

圖1 單相電壓型SPWM 逆變器等效電路

　　基于基爾霍夫電壓定律和電流定律，可以得到逆變器的小型號(hào)模型為:

　　選擇電容電壓Uc和電感電流iL作為狀態(tài)變量，逆變器的連續(xù)時(shí)間狀態(tài)方程為:

　　據(jù)此可以容易地推出其頻域傳遞函數(shù):

　　從而可以得出逆變器在頻域下的等效框圖如圖2所示。

圖2 單相電壓型SPWM 逆變器的等效框圖