柵極驅(qū)動芯片IR2110具有獨立的高端和低端輸入通道，高端工作電壓可達(dá)500 V，輸出的電源端電壓范圍為10～20 V，邏輯電源電壓為5～15 V，可方便地與TTL、CMOS電平相匹配，具有工作頻率高，導(dǎo)通、關(guān)斷延遲小等特點。
高端自舉驅(qū)動電路的工作原理如下：PWM信號H_IN輸入到IR2110的高端信號輸入引腳HIN，其反相信號L_IN輸入到低端信號輸入引腳LIN。當(dāng)HIN引腳輸入低電平、LIN引腳輸入高電平時，HO輸出為低電平，LO輸出為高電平，此時，MOSFET管Q1導(dǎo)通，由+12V、D2、C2、Q1、GND構(gòu)成的充電回路對自舉電容C2充電；當(dāng)HIN引腳輸入高電平、LIN引腳輸入低電平時，C2充電完畢，IR2110的引腳HO與引腳VB(C2正極)導(dǎo)通。此時，Q2柵源極電壓高于其開啟電壓，高端MOSFET被打開，自舉完成。此外，電阻R5和電容C5用于延時LO引腳信號輸出，以防止高壓端對地短路。
自舉元件D2、C2的選取直接影響自舉電路的驅(qū)動性能。在電路中，自舉二極管起到隔離高端電源與低端電源的作用。當(dāng)Q2導(dǎo)通時，其柵源極開啟電壓VGS(th)完全由自舉電容提供，選用超快速恢復(fù)二極管MUR160，能夠承受電路中的全部電壓，且可以減小自舉電容反饋進(jìn)電源的電荷量。此外，C2必須具有足夠的儲能才能驅(qū)動Q2的柵極，應(yīng)選用鉭電容，并盡量靠近芯片。自舉電容最小的電荷量可由式(3)計算：

式中：Q1為MOSFET柵極電荷；f為工作頻率；Iqbs(max)為高端驅(qū)動最大靜態(tài)電流；ICbs(leak)為自舉電容漏電流；Qls為每個工作周期內(nèi)電平轉(zhuǎn)換電路中的電荷。
自舉電容必須能夠提供不低于上述要求的電荷，為保證一定的裕量，自舉電容上的電荷必須是最小電荷量的兩倍。利用式(4)可以計算自舉電容的電容量：

式中：Vf為自舉二極管的正向壓降；VLS為低端MOSFET的壓降；VMfin為Vb與Vc之間的最小壓差。由式(3)(4)計算得自舉電容應(yīng)當(dāng)大于0．26μF，實際選取0．47μF，耐壓為35V的鉭電容。

4 電流分段控制電路
電流分段控制電路由基準(zhǔn)電壓設(shè)定電路A和電流反饋控制電路B組成，如圖5所示。其中，電流傳感器反饋電壓Vf與噴油器驅(qū)動電流大小成正比，拾波和保持階段驅(qū)動電流的大小則通過輸出信號S_IN控制噴油器低壓電源的通斷來實現(xiàn)。

如圖5(A)所示，基準(zhǔn)電壓Vref大小由分壓電阻R1、R2、R3和三極管S1共同決定：正常情況下，單穩(wěn)態(tài)觸發(fā)器輸出保持高電平，三極管S1導(dǎo)通，Vref(5-0．6)x[R2／(R2+R3)]；當(dāng)高壓觸發(fā)信號結(jié)束時，其下降沿會觸發(fā)單穩(wěn)態(tài)觸發(fā)器輸出一個設(shè)定脈寬的低電平脈沖，三極管S1截止，Vref=5x(R1+R2)／(R1+R2+R3)]。
如圖5(B)所示，電流反饋控制電路主要由電壓比較器U1和與門U2構(gòu)成，工作原理是：當(dāng)Vref大于Vf時，U1輸出高電平，與噴油脈寬信號和PWM信號相與后，S_IN輸出一個PWM信號，控制低壓電源對噴油器供電，使電流不斷上升，電流傳感器反饋電壓Vf也隨著上升；當(dāng)Vf大于Vref時，U1輸出低電平，與噴油脈寬信號和PWM信號相與后，S_IN輸出低電平，低壓電源停止對噴油器供電，使電流下降，直到Vf小于Vref。不斷重復(fù)上述動作，實現(xiàn)電流的反饋控制。
通過電流反饋和基準(zhǔn)電壓的共同作用實現(xiàn)了電流的分段控制。

5 實驗驗證和結(jié)論
對所設(shè)計的驅(qū)動電路進(jìn)行試驗，12 V電壓經(jīng)過升壓后可以得到90 V高電壓。設(shè)置噴油脈寬為5 ms，所測得的電流波形如圖6所示。

噴油開始時，通過噴油器的電流在250μs內(nèi)迅速上升到16 A使噴油器打開，隨后在拾波階段和保持階段分別產(chǎn)生5 A和2．5 A的電流，以保持噴油器持續(xù)打開直至噴油結(jié)束。
所設(shè)計的驅(qū)動電路結(jié)構(gòu)簡單，實用性強。升壓電路具有過流保護(hù)功能，有效地提高了驅(qū)動電路的安全系數(shù)。采用雙電源供電方式，加快了噴油器的開啟響速度；采用三段電流驅(qū)動方式，降低了系統(tǒng)功耗，有效地延長了噴油器的使用壽命。