1．3．3 數(shù)據(jù)與同步信息加擾
當(dāng)發(fā)送數(shù)據(jù)流形成后，為了增加其抗白噪聲干擾的能力，對發(fā)送數(shù)據(jù)流加擾。針對用戶數(shù)據(jù)和信道探測數(shù)據(jù)的加擾，一般采用3抽頭的12位移位寄存器，選取特定的三抽頭輸出，生成8進(jìn)制的偽隨機(jī)序列，與發(fā)送端數(shù)據(jù)進(jìn)行模8和運(yùn)算，生成加擾數(shù)據(jù)。每進(jìn)行一次加擾運(yùn)算，移位寄存器移位運(yùn)算8次，再輸出新的偽隨機(jī)數(shù)據(jù)展開計(jì)算。每160個(gè)加擾數(shù)據(jù)后，移位寄存器復(fù)位至初始狀態(tài)。
數(shù)據(jù)加擾后，采用1 800 Hz的載頻，進(jìn)行8PSK基帶調(diào)制及脈沖成形，生成基帶信號。在射頻發(fā)射時(shí)，還要進(jìn)行二次調(diào)制，將基帶信號調(diào)制到射頻段。關(guān)于信號基帶調(diào)制及脈沖成形等，相關(guān)參考文獻(xiàn)很多，在此不再討論。

2 關(guān)鍵技術(shù)探討
在短波數(shù)據(jù)調(diào)制解調(diào)器設(shè)計(jì)中，對不同的用戶數(shù)據(jù)率，信道符號速率均為2 400 Baud。發(fā)送同步序列與75 b／s的用戶數(shù)據(jù)時(shí)，數(shù)據(jù)波形采用正交形式，以提高接收端的可靠性；75～600 b／s時(shí)，實(shí)際采用的是BPSK；1 200 b／s時(shí)，采用QPSK；而2 400～4 800 b／s時(shí)，采用的是8：PSK方式。顯然，波特率越高，調(diào)制階數(shù)越高，信道符號相似程度也越大，在經(jīng)過信道及噪聲干擾的情況下，增大接收端的解調(diào)難度。
發(fā)送端數(shù)據(jù)流設(shè)計(jì)得是否合理，直接影響到接收端接收相應(yīng)的系統(tǒng)同步、信道均衡、解調(diào)算法的效果，發(fā)送端數(shù)據(jù)流的設(shè)計(jì)，對短波調(diào)制解調(diào)器至關(guān)重要。針對目前短波調(diào)制解調(diào)器的基帶數(shù)據(jù)流形成方式和信道均衡方式，進(jìn)行以下幾方面的改進(jìn)和研究。
2．1 降低信道碼元速率方案研究
由于短波信道屬于時(shí)變色散信道，信道環(huán)境參數(shù)隨時(shí)間變化比較大，其直接影響是導(dǎo)致用戶通信頻率隨時(shí)間、地點(diǎn)而變化。在用戶數(shù)據(jù)率較低時(shí)，系統(tǒng)采用重復(fù)編碼的方式，降低編碼效率和調(diào)制階數(shù)，從而達(dá)到保持信道符號速率不變的目的。降低調(diào)制階數(shù)方案可取，但可否不進(jìn)行重復(fù)編碼，而是通過降低信道符號速率來提高數(shù)據(jù)解調(diào)的可靠性，對此值得研究；同樣，在同步數(shù)據(jù)和用戶數(shù)據(jù)為75 b／s時(shí)，每個(gè)信道符號映射至32個(gè)調(diào)制符號，實(shí)際上這32個(gè)調(diào)制符號是某8個(gè)8進(jìn)制數(shù)據(jù)的4次重復(fù)，那么，可否降低數(shù)據(jù)的重復(fù)次數(shù)，降低信道波特率來提高數(shù)據(jù)解調(diào)的可靠性，對此也值得考慮。
2．2 高階調(diào)制技術(shù)研究
目前，短波數(shù)據(jù)通信的數(shù)據(jù)率均很低，采用多音并行技術(shù)的調(diào)制解調(diào)器，最高的數(shù)據(jù)率能達(dá)到9 600 b／s，但信噪比要求達(dá)40 dB左右，難以工程實(shí)現(xiàn)。在單音串行體制的短波調(diào)制解調(diào)器中，其數(shù)據(jù)率一般限制在4 800 b／s。在信道碼元速率不變的情況下，可研究引入高階調(diào)制，接收端配以相應(yīng)的解調(diào)算法，以提高通信數(shù)據(jù)率。
2．3 短波信道盲均衡技術(shù)研究
為了使接收端能夠及時(shí)跟蹤短波信道的變化，現(xiàn)行的短波調(diào)制解調(diào)器一般采用判決反饋?zhàn)赃m應(yīng)均衡方式，在發(fā)送端周期性地插入已知的訓(xùn)練序列配合下，以探測短波信道參數(shù)，完成信道的自適應(yīng)均衡。美軍標(biāo)MIL―STD一188―110B中，對較低速短波Modem規(guī)定數(shù)據(jù)傳輸時(shí)插入比例分兩種情況：對4 800 b／s，2 400 b／s訓(xùn)練序列和數(shù)據(jù)的插入比為0．5；對1 200 b／s及以下速率插入比為1，這種傳輸方式極大地浪費(fèi)了信道資源?？煽紤]減少或消除信道探測序列，解調(diào)端采用全盲或半盲的信道均衡方式，從而大幅度提高系統(tǒng)的數(shù)據(jù)率。目前，全盲均衡算法主要分為基于平穩(wěn)信號的盲均衡(包括基于Bussgang性質(zhì)的盲均衡算法和基于高階譜理論的盲均衡算法)、基于循環(huán)平穩(wěn)信號的盲均衡和基于神經(jīng)網(wǎng)絡(luò)理論的盲均衡算法等。
其中，基于Bussgang性質(zhì)的盲均衡算法中最具代表性的是恒模算法(Constant Modulus A1gorithm。CMA)，該算法韌性好，代價(jià)函數(shù)僅與接收信號的幅值有關(guān)，而與相位無關(guān)，算法實(shí)現(xiàn)簡單，但受無線信道時(shí)變特性造成的相位模糊影響，收斂速度慢。法國雷恩大學(xué)的研究小組基于多天線技術(shù)，應(yīng)用CMA算法實(shí)現(xiàn)了時(shí)空域的盲均衡，在建立的9 kHz帶寬780 km短波信道試驗(yàn)鏈路上實(shí)現(xiàn)了30Kb/s速率的數(shù)據(jù)傳輸，傳輸了著名的LENA圖像。CMA應(yīng)用在短波信道上的主要問題是收斂速度和穩(wěn)態(tài)誤差的問題，然而固定步長盲均衡器中收斂速度和穩(wěn)態(tài)誤差是兩個(gè)相互制約的因素，這兩個(gè)性能指標(biāo)之一的提高必須以犧牲另一個(gè)為代價(jià)，如何克服這一矛盾已成為亟待解決的問題。信道盲均衡是無線信道目前最富有挑戰(zhàn)性和應(yīng)用前景的信號處理研究方向。

3 結(jié) 語
基于目前窄帶短波串行調(diào)制解調(diào)器的技術(shù)實(shí)現(xiàn)方案，在分析其發(fā)送端數(shù)據(jù)流形成的基礎(chǔ)上，指出了系統(tǒng)設(shè)計(jì)中存在的疑問和值得研究的方向，并基于信道盲均衡技術(shù)的發(fā)展現(xiàn)狀，分析并論述了CMA算法在短波信道盲均衡中的應(yīng)用前景和遇到的技術(shù)障礙。