基于OFDM系統(tǒng)的頻域同步估計(jì)技術(shù)
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小數(shù)倍頻率偏移和采樣鐘頻率偏移模塊
首先對(duì)相關(guān)單元模塊輸出的復(fù)數(shù)據(jù)的實(shí)虛部進(jìn)行歸一化，然后求歸一化單元輸出的16位復(fù)數(shù)據(jù)的相角，同時(shí)用RAM的讀地址和讀使能信號(hào)分別控制讀取存有矢量A和矢量B數(shù)據(jù)的ROM表中的數(shù)據(jù)。其中矢量A和B分別為線性最小平方估計(jì)算法中矩陣AT的第一行和第二行矢量，用此相角分別和讀出的矢量A和矢量B在一個(gè)符號(hào)內(nèi)進(jìn)行相乘累加，再根據(jù)保護(hù)間隔的不同，乘以相應(yīng)的系數(shù)，便可分別得到小數(shù)倍頻偏和采樣鐘頻率偏移的估計(jì)值。
細(xì)定時(shí)估計(jì)模塊
考慮到定時(shí)估計(jì)范圍的問(wèn)題，該模塊利用四個(gè)符號(hào)的散布導(dǎo)頻進(jìn)行定時(shí)估計(jì)。將當(dāng)前符號(hào)的散布導(dǎo)頻值及從RAM中讀出的前三個(gè)符號(hào)的散布導(dǎo)頻值按一定順序排列，并做相鄰導(dǎo)頻相關(guān)。將相關(guān)后的復(fù)數(shù)據(jù)的實(shí)虛部分別取絕對(duì)值累加，并將二者的累加和進(jìn)行歸一化處理后進(jìn)行查表，從而得出復(fù)數(shù)的相位值。這個(gè)相位即為符號(hào)定時(shí)偏移所引起的旋轉(zhuǎn)相位。再對(duì)此相位做如公式(6)的運(yùn)算，這樣就得到了符號(hào)定時(shí)偏移的整數(shù)和小數(shù)部分的和，然后將其送到求整函數(shù)中，從而得到符號(hào)定時(shí)偏移的整數(shù)部分。將這個(gè)值經(jīng)過(guò)并/串變換后送到前端時(shí)域同步部分，去調(diào)整FFT窗位。
電路仿真
其仿真條件為：瑞利信道，SNR為15dB，載波頻偏設(shè)為-14.9倍子載波間隔(即整數(shù)倍頻偏值為-15，小數(shù)倍頻偏值為0.1倍子載波間隔)，采樣鐘偏移為50ppm，保護(hù)間隔長(zhǎng)為512，定時(shí)符號(hào)偏移為-100個(gè)采樣點(diǎn)。此電路工作頻率為10MHz。輸入的16位復(fù)數(shù)據(jù)由MATLAB仿真程序產(chǎn)生的。
整數(shù)倍頻率偏移電路仿真
由于電路波形中無(wú)法表示小數(shù)，因此將各小數(shù)進(jìn)行“擴(kuò)展”，其表示皆為二進(jìn)制數(shù)據(jù)，以下同。在圖4.1中，out_re[31]和out_im[31]分別是前后兩個(gè)OFDM符號(hào)中對(duì)應(yīng)子載波相關(guān)結(jié)果的實(shí)虛部的符號(hào)位，int_freqoffset[5..0]和syn_int分別是整數(shù)倍頻偏估值和其有效起始位置脈沖。
圖4.1 整數(shù)倍頻偏估計(jì)部分的電路仿真波形圖
由于整數(shù)倍頻偏在每一符號(hào)的結(jié)束處才能估計(jì)出來(lái)，所以syn_int在每一個(gè)符號(hào)的結(jié)束處出現(xiàn)，其后即為當(dāng)前符號(hào)的整數(shù)倍頻偏值。由于本算法利用了4個(gè)符號(hào)的連續(xù)導(dǎo)頻，故圖4.1中，從第四個(gè)syn_int后的int_freqoffset[5..0]才是當(dāng)前符號(hào)的整數(shù)倍頻偏估計(jì)值。由仿真波形可看出，估出的整數(shù)倍頻偏與仿真數(shù)據(jù)中所假設(shè)的一致。故用此算法的簡(jiǎn)化形式可以準(zhǔn)確地估計(jì)出整數(shù)倍頻偏值。
小數(shù)倍頻率偏移及采樣鐘頻率偏移估計(jì)的電路仿真
sernum[1..0]表示前級(jí)輸入的符號(hào)類型；syn為輸入復(fù)數(shù)據(jù)中的有用數(shù)據(jù)起始脈沖；rein[15..0]和imin[15..0]分別為FIFO模塊輸出復(fù)數(shù)據(jù)的實(shí)虛部；syn_offset為小數(shù)倍頻偏和采樣鐘偏移估計(jì)結(jié)果的起始位置；fri[14..0]和qdelt[14..0]為小數(shù)倍頻偏估計(jì)值和采樣鐘偏移估計(jì)值，它們由1位符號(hào)位和14位小數(shù)位組成。這里的小數(shù)位數(shù)是根據(jù)其估計(jì)范圍和估計(jì)精度要求來(lái)確定的。
在圖4.2中，小數(shù)倍頻率偏移和采樣鐘頻率偏移估計(jì)模塊使用連續(xù)導(dǎo)頻進(jìn)行估計(jì)。在每個(gè)符號(hào)末，syn_offset高電平有效時(shí)，fri[14..0]和qdelt[14..0]才是當(dāng)前符號(hào)的小數(shù)倍頻率偏移和采樣鐘頻率偏移估計(jì)值。波形中的估值與實(shí)際數(shù)據(jù)的對(duì)應(yīng)關(guān)系如表4.1所示。
圖4.2 小數(shù)倍頻偏和采樣鐘偏移估計(jì)單元的電路仿真波形圖
表4.1 波形圖中數(shù)據(jù)與實(shí)際數(shù)據(jù)對(duì)照表
小數(shù)倍頻率偏移和采樣鐘頻率偏移模塊是在整偏校完之后才有效，此時(shí)的小數(shù)倍頻率偏移是經(jīng)過(guò)時(shí)域粗偏估計(jì)校正后的剩余部分。表4.1列出波形中的估值與實(shí)際數(shù)據(jù)的對(duì)應(yīng)關(guān)系。從表中的數(shù)字對(duì)應(yīng)關(guān)系可以看出，電路中估計(jì)的小數(shù)倍頻偏與實(shí)際頻偏的差在0.1%以內(nèi)。采樣鐘偏移估計(jì)值與實(shí)際偏移誤差為1ppm左右，這已滿足了采樣鐘的粗調(diào)精度；相位輸出為前后符號(hào)的小數(shù)倍偏頻所引起的相位旋轉(zhuǎn)。由此單元電路，可以準(zhǔn)確地估計(jì)出小數(shù)倍頻偏和采樣鐘偏移及其相位。
細(xì)定時(shí)同步估計(jì)的電路仿真
圖中的data_re_in[15..0]和data_im_in[15..0]表示經(jīng)公共相位校正后的復(fù)數(shù)據(jù)實(shí)虛部；syn_in是輸入有用數(shù)據(jù)的起始位置脈沖；sym_type[1..0]是前端輸入的符號(hào)類型；taok[22..0]和td[9..0]分別為估計(jì)的符號(hào)定時(shí)偏移和其整數(shù)部分；syn_tao是taok[22..0]的有效數(shù)據(jù)起始脈沖信號(hào)。
圖4.3 符號(hào)定時(shí)偏移估計(jì)單元的電路波形圖
圖4.3中共有9個(gè)符號(hào)。由于本算法利用了4個(gè)符號(hào)的散布導(dǎo)頻，故圖4.3中，從第四個(gè)符號(hào)的結(jié)束處開(kāi)始，在syn_tao后的taok[22..0]才是當(dāng)前符號(hào)的定時(shí)偏移估計(jì)值。波形中的估值與實(shí)際數(shù)據(jù)的對(duì)應(yīng)關(guān)系如表4.2所示。
表4.2 波形圖中數(shù)據(jù)與實(shí)際數(shù)據(jù)對(duì)照表
表4.2中的定時(shí)實(shí)際偏移為-112，而不是仿真條件中的-100，這是由于在瑞利信道的仿真模型中，符號(hào)定時(shí)同步頭位置(重心位置)是在第一條徑之后12個(gè)采樣點(diǎn)出現(xiàn)的。由表中數(shù)據(jù)對(duì)應(yīng)關(guān)系可知，符號(hào)定時(shí)偏移估計(jì)單元可準(zhǔn)確地估出符號(hào)定時(shí)偏移的整數(shù)部分。由于采樣鐘偏移、算法估計(jì)誤差及電路運(yùn)算誤差的影響，其小數(shù)部分不為零，這與電路的仿真結(jié)果一致。
改進(jìn)前后占用硬件資源比較
表4.3給出了改進(jìn)前后，頻域同步所占用的硬件資源比較，其中ALUTS、Registers、Memorybits、DSPblock9-bitelements分別為自適應(yīng)查找表、寄存器、存儲(chǔ)器和9字節(jié)DSP處理塊。通過(guò)比較可以發(fā)現(xiàn)，改進(jìn)后的方案可以節(jié)省大量的硬件資源。
表4.3 改進(jìn)前后的硬件資源對(duì)比
結(jié)束語(yǔ)
頻率偏移估計(jì)可以分為整數(shù)倍頻偏估計(jì)單元、小數(shù)倍頻偏、采樣鐘偏移估計(jì)單元和符號(hào)定時(shí)偏移估計(jì)單元。本文主要介紹各部分的算法方案及電路實(shí)現(xiàn)時(shí)所用的FPGA元件的基本結(jié)構(gòu)、設(shè)計(jì)思路。最后通過(guò)對(duì)電路的仿真波形可以看出，這些頻域同步算法和FPGA電路能夠滿足多載波傳輸系統(tǒng)的同步要求。
評(píng)論