近年來，高亮度發(fā)光二極管(HB-LED)市場快速發(fā)展，LED效能(efficacy，單位為流明/瓦或lm/W)增加了一倍以上，使用更加適用于眾多新應用，如我們在手持電筒、建筑照明及街道照明等應用中可以發(fā)現諸多革命性的新產品。但LED要成為比白熾燈和緊湊型熒樂燈性價比更高的照明系統(tǒng)，仍然面臨著挑戰(zhàn)。實際上，就許多應用而言，都涉及到基于寬輸入電壓范圍的電源來為HB-LED供電的挑戰(zhàn)。其中，軌道照明等通用照明應用尤為如此，這些應用采用可能很松散穩(wěn)壓的12 Vac或12 Vdc電源。然而，LED需要以電流源而非電壓源驅動，因為根據工藝容限及溫度的不同，HB-LED的正向電壓(額定值3.4 V)變化幅度可能超過±20%。

此外，就當前的1 W暖白光功率LED的流明量而言，通常需要3到4顆LED來替代1個20 W白熾燈的光輸出。而要獲得可預期及匹配的亮度和色度，也需要以恒定電流驅動LED。從架構角度來說，降壓-升壓拓撲結構符合這個要求，但它不如標準降壓或升壓拓撲結構那樣常見。但理解透徹的話，降壓-升壓拓撲結構也可以為輸入電壓(Vin)與正向電壓(Vf)有交疊的高性價比HB-LED照明應用提供眾多優(yōu)勢。

參考設計概覽

本參考設計文檔介紹經過精心構建及測試的GreenPoint? 1 W至5 W LED驅動器方案，用于MR16 LED替代應用。這參考設計電路適合驅動多種照明應用中的HB-LED，但其尺寸和配置針對MR16 LED替代應用。這類配置常見于12 Vac/12 Vdc軌道照明應用、汽車應用、低壓交流景觀照明應用，以及工作照明應用，如可能采用標準現成交流電壓墻式適配器供電的櫥柜燈及臺燈。

這參考設計的一項關鍵考慮因素，是在12 Vac輸入條件下，跨輸入線路變化及輸出電壓變化，實現平坦的電流穩(wěn)流。這參考設計電路基于安森美半導體的NCP3065構建，工作頻率約為150 kHz，采用非隔離型配置。NCP3065是一款單片開關穩(wěn)壓器，支持12 Vdc或12 Vac電源輸入，設計用于為HB-LED提供恒定電流。除了NCP3065，這參考設計還結合了自動檢測電路。這參考設計的功能框圖如圖1所示。

圖1：安森美半導體用于MR16 LED替代應用的1 W至5 W LED驅動器GreenPoint?參考設計框圖。

基本電源拓撲結構

降壓-升壓轉換器的原理非常簡單。導通狀態(tài)時，輸入電壓源直接連接至電感(L)，從而在電感中積聚能量。在這個階段，電容C為輸出負載提供能量。關閉狀態(tài)時，電感通過輸出二極管連接至輸出負載及電容，從而傳輸能量給負載。

要注意的是這是一種反向(inverting)輸出，負輸出連接至LED的陽極，而正輸出連接至LED的陰極。另外，用示波器探頭來測量時，探頭的接地端并不接地。示波濾器將需要浮置(從交流墻式電源移除接地連接)，否則，接地環(huán)路/短路將導致器件關閉。

突發(fā)模式控制

基本控制環(huán)路包含235 mV內部參考、反饋比較器及2個設定優(yōu)先(Set-Dominant) RS閂鎖?；旧希琋CP3065支持功率FET在降壓-升壓段導通(switch ON)，這時反饋電壓降到低于參考電壓。而在Ct下降時，功率FET將無條件地強制關閉。

電阻R8(參見圖5)用于感測輸入電感電流，并提供給NCP3065的FB引腳。這應用產生關閉時間瞬時(Ivalley)電感電流控制。只有在關閉時間電感電流穿過Vref閾值時，開關導通時間周期才能開始。

由于NCP3065控制器并不提供集成的脈寬調制(PWM)控制，僅利用一個比較器來跟蹤(trip)反饋點，因此，峰值負載電流與平均負載電流并不象降壓轉換器那樣直接成正比，而是符合下列公式：

其中，Ivalley是最低電感電流點。將平均電流(Iave)與輸入電壓(Vin)之比繪成波特圖即可得到動態(tài)曲線(見圖2a)，可能會導致LED光輸出大幅變化。

圖2：不帶Vin補償及帶Vin補償時的平均LED電流vs. Vin曲線。

因此，使用輸入電壓前饋補償網絡來減少由于Iout vs. Vin曲線的非線性響應導致的誤差。由電阻R3、R5及加法電阻R4組成的電阻分壓器網絡(參見圖5)用于增加Vin比例電壓至FB引腳，從而在Vin增加時降低負載電流。這就起到使圖2a曲線平坦化的效果，并降低了總體電流誤差(見圖2b)。

電阻R9和電容C6用于限制高輸入電壓外部開關的門極至源極電壓。由R9和R2組成的電阻分壓器網絡用于設定最大門極至源極電壓(Vgs)：


脈沖反饋電阻

電阻R7與二極管D5用于降低跳脈沖(pulse skipping)的可能性。由于突發(fā)模式控制僅涉及一個反饋電壓及每周期交叉檢測，并不包含使用窗口比較器，有可能產生跳過的脈沖(skipped pulse)，這跳過的脈沖不會影響直流調節(jié)，但如果脈沖有低頻分量，可能會在LED應用中呈現閃爍。

R7和D5增加了流至Ct時序電容C2的電流。這有效地限制了NCP3065可提供的最大占空比。當條件允許低占空比時，R7和D5就使高于所需值的占空比不會出現。在關閉期間，需要D7來阻隔電壓，因為這是降壓-升壓拓撲結構。更多有關脈沖反饋補償的信息參見安森美半導體的NCP3065數據表。

交流工作Vs.直流

由于有半正弦波輸入至降壓-升壓段，與純粹直流輸入相比，工作點就會不同。由于小尺寸是這設計的一項目標，故在全橋整流器后使用了極小的輸入電容。

因此，這樣一來，根據所選擇的輸入電容，線路電壓能夠降到低至3 V。故轉換器的輸入是全波整流正弦波。由于穩(wěn)壓器在電壓低于約4 V時不工作(non-functional)，故存在穩(wěn)壓盲區(qū)(dead spot)。因此，我們最后穩(wěn)壓的是120 Hz線路周期中約80%的有限部分，其余約20%則沒有穩(wěn)壓。采用交流輸入工作時，這會降低平均電流約20%。

當采用大于12 Vac的電壓工作時，應當考慮散熱問題。在多數應用中，這個模塊會增加熱耗散。輸入電壓補償增加了額外的交流補償網絡，從而應對不同的工作點。